Дополнительное напряжение от понижающего импульсного регулятора: расчет дросселя

Статья инженера по применению из компании Texas Instruments предназначена для практикующего разработчика электроники. Она подскажет, как выбрать правильный коэффициент трансформации двухобмоточного дросселя при получении дополнительного гальванически изолированного напряжения от понижающего импульсного регулятора.

Иногда разработчику электронных устройств может понадобиться простой маломощный гальванически изолированный источник питания, входное напряжение которого может изменяться в широком диапазоне. В точной стабилизации выходного напряжения этого источника может не быть необходимости, но важным является обеспечение невысокой стоимости и малой занимаемой площади на печатной плате. Хорошим решением для удовлетворения этих требований является отбор части мощности понижающего импульсного регулятора напряжения на интервале его обратного хода (Fly-Buck) с использованием дополнительной обмотки на дросселе.

Стабилизация гальванически изолированного напряжения достигается посредством выпрямления напряжения на вторичной обмотке дросселя в те периоды, когда ключ нижнего плеча синхронного выпрямителя включен. Напряжение на вторичной обмотке, определяется произведением напряжения на основном (неизолированном) выходе импульсного регулятора на коэффициент трансформации двухобмоточного дросселя.

На рисунке 1 показано, как просто реализовать источник изолированного напряжения по принципу Fly-Buck. В этом проекте силовые ключи понижающего импульсного регулятора напряжения с синхронным выпрямлением интегрированы вместе с его системой управления в составе одной микросхемы, и требуется всего несколько дополнительных пассивных дискретных компонентов и трансформатор (двухобмоточный дроссель) для получения законченного решения. При задании спецификаций или подборе готового двухобмоточного дросселя для получения хорошо работающего изделия требуется определенное мастерство. В частности необходимо определить отношение числа витков обмоток, индуктивность рассеивания и индуктивность намагничивания дросселя.

Рис. 1. Применение Fly-Buck – простой путь получения гальванически изолированного стабилизированного напряжения

В схеме, представленной на рисунке 1, отношение чисел витков обмоток трансформатора устанавливается соотношением основного (не изолированного) Uвых. неизолир. и вторичного (изолированного) Uвых. изолир. выходных напряжений импульсного регулятора. Это отношение напряжения на первичной обмотке к сумме изолированного выходного напряжения, прямого падения напряжения на диоде D1, а также падения напряжения на активных сопротивлениях обмоток трансформатора. Также необходимо принимать во внимание соотношение между основным выходным напряжением импульсного регулятора и минимальным входным напряжением Uвх. Очевидно, что выходное напряжение понижающего импульсного регулятора не может быть выше, чем входное. Если эти напряжения слишком близки между собой, невозможно добиться правильной работы схемы. Это связано с тем, что вы можете быть ограничены максимальным коэффициентом заполнения ШИМ-сигнала (D), которым задается уровень выходного напряжения преобразователя согласно соотношению:

Вторая проблема в работе этой схемы может возникнуть при больших значениях D. Она заключается в протекании больших импульсных токов. Появление высоких токов связано с законом сохранения электрического заряда и с принципами работы понижающего импульсного регулятора. Из закона сохранения заряда следует, что накопительный конденсатор цепи Fly-Buck (конденсатор С2 на рисунке 1), заряжается только на интервале обратного хода импульсного регулятора. Всю остальную часть периода ШИМ он является источником тока для цепи нагрузки Uвых. изолир. Согласно закону сохранения заряда, на одном периоде ШИМ получаем:

С другой стороны, у понижающего импульсного регулятора с синхронным выпрямлением D≈Uвых. неизолир./Uвх. Объединяя эти выражения, получаем, что средний ток заряда накопительного конденсатора цепи Fly-Buck вычисляется по следующей формуле:

Графический результат приведен на рисунке 2, где отношение (Iзар.С2/Iвых. изолир.) представлено в зависимости от D. При D>75% величина (Iзар.С2/Iвых. изолир.) превышает 3 и очень быстро увеличивается при дальнейшем росте D. Большая величина Iзар. С2 негативно влияет на качество стабилизации Uвых изолир. На интервале проводимости диода D1 напряжение на вторичной обмотке дросселя равно трансформированному напряжению на основном выходе импульсного регулятора Uвых. неизолир, поступающему через последовательно включенные индуктивность рассеивания дросселя и паразитные последовательные сопротивления.

Рис. 2. Зависимость отношения токов от коэффициента заполнения ШИМ

Качество стабилизации напряжения Uвых изолир зависит от формы тока во вторичной обмотке, которая, в свою очередь, определяется индуктивностью рассеивания дросселя. Форма тока во вторичной обмотке (ток через D1) при различных значениях индуктивности рассеивания изображена на рисунке 3. Индуктивность рассеивания определяет, как быстро может нарастать ток во вторичной обмотке. При малой величине индуктивности рассеивания ток стремительно нарастает до больших значений, что обеспечивает быстрый заряд конденсатора С2. С увеличением этой индуктивности ток через D1 нарастает медленнее, что ведет к меньшей величине заряда, сообщаемого конденсатору С2 и, соответственно, к уменьшению Uвых. изолир.

Рис. 3. Форма зарядного тока сильно зависит от величины индуктивности рассеивания

На рисунке 4 показаны результаты моделирования влияния величины индуктивности рассеивания на напряжение Uвых. изолир. Здесь представлены зависимости Uвых. неизолир. и Uвых. изолир. от величины D при различных значениях индуктивности рассеивания. Отношение чисел витков обмоток дросселя равно 1:1, а индуктивность намагничивания – 2.5 мкГн. При этом Uвх = 5 В, Iвых. неизолир. = 1 А, Iвых. изолир. = 0.2 А.

Рис. 4. Влияние индуктивности рассеивания на изолированное напряжение

Из рисунка 4 видно, что Uвых. неизолир. имеет линейную зависимость от D, а Uвых. изолир. зависит от D нелинейно.

Есть два фактора, снижающих значение напряжения Uвых. изолир. В левой части графиков, при небольших значениях D, Uвых. изолир. ниже, чем Uвых. неизолир., примерно на величину прямого падения напряжения на диоде. Разница между Uвых. неизолир. и Uвых. изолир. может быть уменьшена с помощью использования синхронного выпрямителя, в котором отсутствует необходимость во внешнем диоде D1. В правой части рисунка 4, при повышенных значениях D, сокращение периода проводимости диода D1 увеличивает пиковые токи, и поэтому влияние индуктивности рассеивания усиливается.

При больших значениях индуктивности рассеивания эту схему практически невозможно использовать с D>50%, т.е. если отношение Uвх и Uвых. неизолир. меньше, чем 2:1. При типовых значениях индуктивности рассеивания схема достаточно хорошо работает вплоть до значения D = 75%, что соответствует Uвх. мин/Uвых. неизолир. = 1.33:1. Наконец, при довольно малых значениях индуктивности рассеивания схема хорошо работает до значения D = 83%, что соответствует Uвх. мин/Uвых. неизолир. = 1.2:1. Следует отметить, что, как показано на рисунке 2, пиковые и действующие значения токов при большом D могут быть весьма высокими и сильно зависят от паразитных параметров схемы. Наиболее простым путем изучения влияния этих параметров на работу схемы является симуляция.